1、<p>　　題 目： 有線電視高頻信號模塊設計</p><p>　　姓 名： </p><p>　　學 號： </p><p>　　院 別：物理與機電工程學院</p><p>　　專 業(yè)： 自動化

2、</p><p>　　年級班級： 2010級1班 </p><p>　　指導教師： </p><p>　　2014年5月18日</p><p><b>　　目 錄</b></p><p><b>　　摘要1</b>&

3、lt;/p><p><b>　　引言1</b></p><p>　　1.系統(tǒng)總體方案2</p><p><b>　　1.1方案論證2</b></p><p>　　1.2本系統(tǒng)設計內容3</p><p>　　1.3系統(tǒng)設計要求3</p><p>&

4、lt;b>　　1.4系統(tǒng)框圖3</b></p><p>　　2.系統(tǒng)硬件設計3</p><p>　　2.1矩形波振蕩器3</p><p><b>　　2.2調制電路7</b></p><p>　　2.3功率放大電路14</p><p>　　2.4選頻濾波放大電路17&

5、lt;/p><p>　　2.5解調電路20</p><p><b>　　3.結束語23</b></p><p><b>　　參考文獻23</b></p><p><b>　　附錄25</b></p><p>　　附錄1：模塊總設計電路圖25<

6、/p><p><b>　　致謝26</b></p><p>　　有線電視高頻信號模塊設計</p><p>　　摘 要：本設計闡述了有線電視高頻信號模塊的工作原理并對有線電視高頻信號進行處理，包括調制模塊，放大模塊，選頻濾波模塊，解調模塊，通過振蕩器產生基帶信號，并對基帶信號進行調制、放大、選頻濾波、解調等步驟，經仿真最終完成信號傳輸，本系統(tǒng)實現(xiàn)

7、了對數(shù)字信號的遠距離傳輸處理，改善了傳統(tǒng)設計抗干擾能力弱，噪音累積等缺點。本系統(tǒng)硬件電路簡單性價比較高。</p><p>　　關鍵字：調制；放大；選頻濾波；解調</p><p>　　Cable High-Frequency Signal Module Design</p><p>　　Abstract: This paper describes the workin

8、g principle of cable TV high-frequency signal module and processed on the cable TV signal, including the modulation module, amplifier module, frequency selective filtering module, demodulation module, the baseband signal

9、 through the oscillator, and the baseband signal modulation, amplification, frequency selective filtering, demodulation and other steps, the final completion of signal simulation transmission, this system can realize the

10、 long-distance tran</p><p>　　Key Words: modulation; amplification; frequency selective filter; demodulation</p><p><b>　　引言</b></p><p>　　科學技術的發(fā)展促使一些機械的裝置逐步電動化、電子化，由此出現(xiàn)了許多

11、新的傳媒工具，如收音機、電視機等。研究共用天線系統(tǒng)是在1964年由中央廣播事業(yè)局專門立項開始的，中國發(fā)展有線電視序幕從此被拉開了。中國第一個共用的天線電視系統(tǒng)是1974年中央廣播事業(yè)局設計院等單位在北京飯店安裝的，中國有線電視終于誕生了。 中國有線電視發(fā)展大致可以分三個階段。在1974年到1983年期間由于開路電視節(jié)目不斷增多，各居民樓上或者平房屋頂上出現(xiàn)了共用天線。即共用天線階段也是有線電視發(fā)展初級階段。共用天線階段可以傳輸

12、五套節(jié)目只需要用一個共用天線系統(tǒng)采用的方法是全頻道隔頻傳輸。在1983年到1990年期間，在1983年北京燕山石化的一萬多戶有線電視網絡開始投入建設并且得到廣播電影電視部地方宣傳局的大力支持，而在1985年長沙市的有線電視網絡開通，標志著共用天線階段已經成為過去，我國的有線電視由此進入一個嶄新的階段---有線電視網絡發(fā)展階段。而在那時閉路系統(tǒng)是有線電視的主流，大部分地區(qū)和企業(yè)均采用這種系統(tǒng)，我們也可稱這個階段是閉路系統(tǒng)階段。在這個階段中

13、，以電纜和光纜建立企業(yè)或者城域網絡，傳輸節(jié)目套數(shù)也因為</p><p>　　鑒于有線電視信號傳輸易失真，接收信號不穩(wěn)定，特提出有線電視高頻信號模塊設計方案。</p><p>　　該模塊主要針對高頻信號在傳輸接受方面，具有強大的控制功能和穩(wěn)定信號特性。主要組成部分包括調制部分，放大部分，選頻濾波部分以及再次放大，解調，通過基帶信號產生信號進行分頻濾波產生不同頻帶的頻道。本次以高頻信號模塊為選

14、題，分別從電路和multisim模擬仿真兩方面對高頻信號傳輸接受進行了詳細的分析與討論，包括所選器件、原理圖等。通過這次的設計，把自己所學習的理論知識與實踐緊密結合在一起，從實踐中加深對有線電視高頻信號的認識與理解，也從中找到理論的不足之處，具有一定意義。</p><p><b>　　1. 系統(tǒng)總體方案</b></p><p><b>　　1.1 方案論證&

15、lt;/b></p><p>　　高頻信號在傳輸過程中很難有適合遠距離傳輸?shù)男诺溃孕枰虞d到波上，這就需要基帶信號加載到波上，變成載波信號，而且如果基帶信號在同一個信道傳輸，頻譜重疊容易干擾，如果調制到不同載波上，則可以多路同時傳輸，所以這就需要調制過程，調制的目的是用待傳輸?shù)幕鶐盘柸タ刂聘哳l振蕩電路產生的載體信號的某個參數(shù)（幅度，頻率或相位），使其參數(shù)隨基帶信號做線性變化的過程，為了能提供功率足夠的

16、調制信號，我們還需要把信號進一步放大，傳輸出去，而在傳輸過程中會出現(xiàn)一些干擾，這些信號中有一部分是我們需要的有一部分是我們不需要的，這就需要我們進行濾波和選頻，在經過解調處理后變?yōu)槲覀冃枰幕鶐盘枴?lt;/p><p>　　1.2 本系統(tǒng)設計內容</p><p>　　本文主要針對有線電視高頻信號進行處理,設計一個高頻信號模塊。主要針對傳輸過程和接受部分進行電路設計，利用multisim軟件對

17、采集到的信號仿真，最后得到我們需要的頻率信號。</p><p>　　1.3 系統(tǒng)設計要求</p><p>　　本系統(tǒng)主要有兩個任務，一是信號的傳送端，另一個是信號的接收端。傳送端將換能器輸出的電信號變?yōu)閺姸茸銐虻母哳l電振蕩，再將高頻電振蕩變成電磁波向傳輸媒質輻射。接收端將空間傳播到其上的電磁波變成高頻電振蕩，再還原成電信號，最后還原成所傳遞的信息。</p><p>

18、<b>　　1.4 系統(tǒng)框圖</b></p><p><b>　　圖1 系統(tǒng)框圖</b></p><p>　　該系統(tǒng)設計一個通過信號源發(fā)出信號。經過信號發(fā)射系統(tǒng)將基帶信號加載到發(fā)送設備上，變?yōu)橐颜{信號，通過信道將已調信號送到接受設備上，最后由信號接收系統(tǒng)將已調信號轉換成基帶信號進行接收變成我們需要的信號系統(tǒng)框圖如圖1。</p>&l

19、t;p><b>　　2. 系統(tǒng)硬件設計</b></p><p>　　2.1 矩形波振蕩器</p><p>　　2.1.1 矩形波振蕩電路設計</p><p>　　矩形波發(fā)生器電路有多種方案，本設計以運算放大器為核心，由矩形波振蕩電路、幅值調節(jié)電路兩部分組成。電路設計方案和元器件選擇的原則是：工作穩(wěn)定可靠、結構簡單合理、安裝調試方便、性能參

20、數(shù)達標。矩形波振蕩電路（又稱多諧振蕩器）由反相輸入的滯回比較器和RC電路組成。滯回比較器起開關作用，RC電路的作用是產生暫態(tài)過程。RC回路既是延遲環(huán)節(jié)亦是反饋網絡，通過RC充、放電過程實現(xiàn)輸出狀態(tài)的自動轉換。在運放輸出端引入限流電阻和兩個背靠背的穩(wěn)壓管就組成了如圖2所示的雙向限幅矩形波發(fā)生器[1]。</p><p>　　圖2中滯回比較器的閾值電壓</p><p><b>　　(

21、1)</b></p><p>　　假設接通電源時,電容C兩端電壓=0輸出電壓則運放同相輸入端電壓,二極管VD2導通VD1截止,通過電阻和給電容C充電,忽略二極管的動態(tài)電阻,充電時間常數(shù)近似為,使運放反相輸入端電壓由0逐漸上升,在＜時，保持不變。當≥時，立即從躍變?yōu)?，同時從躍變?yōu)槎O管導通,截止,電容C開始通過和放電，放電時間常數(shù)近似為，使運放反相輸入端電壓逐漸下降，在＞時，保持不變。當≤時，又從躍變?yōu)?/p>

22、，電容C又開始充電,運放輸出狀態(tài)再次翻轉。如此周而復始，電路產生了自激振蕩，輸出端輸出矩形波信號[2]。圖2所示電路利用二極管的單向導電性使電容充、放電的通路不同，從而使它們的時間常數(shù)不同，實現(xiàn)了輸出電壓占空比的調節(jié)。</p><p>　　圖2矩形波發(fā)生器的輸出電壓幅值等于穩(wěn)壓管的穩(wěn)壓值，電路輸出電壓正、負幅度對稱。</p><p><b>　　振蕩周期</b><

23、;/p><p><b>　　(2)</b></p><p><b>　　占空比</b></p><p><b>　　(3)</b></p><p>　　由上述分析可知,調節(jié)電位器或可改變矩形波發(fā)生器的振蕩頻率及占空比。如果在圖2中電容C處通過一只多路開關投入不同數(shù)值的電容,則可實現(xiàn)

24、輸出信號的頻段控制。在低頻范圍（如10Hz~10kHz）以內，對于固定頻率來說，圖2所示是一個很好振蕩電路，矩形波發(fā)生器如圖3所示。</p><p>　　圖2 矩形波發(fā)生器電路</p><p>　　圖3 矩形波信號發(fā)生器</p><p>　　2.1.2 元件參數(shù)選擇</p><p>　　首先，為提高輸出信號頻率和占空比的調節(jié)范圍并減小二極管的

25、動態(tài)電阻對電路參數(shù)的影響，設計電路時和應遠大于。為使電路輸出受頻率影響較小的理想矩形波信號，電容和取值不宜過小，并選用具有高轉換速率的運算放大器，同時為簡化電路結構，可選用雙集成運放LF353P，其轉換速率（）為13V/s。為減小對矩形波振蕩電路輸出信號的影響，設計幅值調節(jié)電路時應選用大阻值（可取100k）電壓取樣電位器。因電路為12V雙電源供電，考慮到集成運放最大輸出電壓的限制，設計同相放大電路的電壓放大倍數(shù)為2倍，時反饋電阻不宜過大

26、或過?。扇?0k）。</p><p>　　2.1.3 Multisim10仿真分析</p><p>　　在Multisim10中建立如圖2所示的矩形波信號發(fā)生器，打開仿真開關，觀察電路的起振過程，觀察電路的起振過程、變化時電路輸出波形的參數(shù)。</p><p>　　圖4 當R5.、R6均為零時頻率最高</p><p>　　圖5 當R5、.R6

27、最大時頻率最小</p><p>　　該部分頻率調節(jié)范圍為1.72~23.8kHz，即當R5、R6均為零（如圖4所示）和當R5、R6最大時（如圖5所示），電壓幅值調節(jié)范圍為0~10.5V。</p><p><b>　　2.2 調制電路</b></p><p>　　實現(xiàn)調頻波解調的方法有很多，而鎖相環(huán)鑒頻是利用現(xiàn)代鎖相環(huán)技術來實現(xiàn)鑒頻，具有工作穩(wěn)定

28、，失真小，信噪比高等優(yōu)點，所以被廣泛用在通信電路系統(tǒng)中。鎖相環(huán)的原理是先由鑒相器檢測輸入信號與輸出信號的相位差，并將其轉換為電壓信號輸出，接著用低通濾波器對該電壓信號進行濾波后便形成壓控振蕩器的控制電壓，并且這個電壓信號還可以對振蕩器輸出信號的頻率進行實時控制。該部分主要采用2FSK的調制電路，其功能為數(shù)字基帶信號經過調制輸出一個模擬信號，最后采用Multisim軟件進行仿真。</p><p>　　2.2.1 鎖

29、相環(huán)基本原理</p><p>　　很多電子設備想要正常工作，通常需要使外部的輸入信號和內部的振蕩信號同步，而利用鎖相環(huán)路就可以實現(xiàn)該目的。鎖相環(huán)路是一種反饋控制電路，所以簡稱鎖相環(huán)（PLL）。鎖相環(huán)的主要特點是：利用外部輸入的參考信號來控制環(huán)路內部振蕩信號的相位以及頻率。因此鎖相環(huán)在工作的過程中，當輸出信號的頻率和輸入信號的頻率相等時，輸出電壓和輸入電壓保持固定的相位差值，即輸出電壓與輸入電壓的相位已經被鎖住。&

30、lt;/p><p>　　鎖相環(huán)通常由三個部分組成分別是鑒相器（PD）、環(huán)路濾波器（LF）和壓控振蕩器（VCO），鎖相環(huán)原理的框圖如圖6所示。</p><p>　　圖6 鎖相環(huán)基本組成</p><p>　　鎖相環(huán)中的鑒相器是由模擬乘法器組成的，設從外界輸入的信號電壓以及壓控振蕩器輸出的信號電壓為</p><p><b>　　(4)<

31、/b></p><p><b>　　(5)</b></p><p>　　式中的為電路的固有振蕩角頻率時，壓控振蕩器在輸入控制電壓為零或者為直流電壓時的振蕩角頻率。則該模擬乘法器的輸出電壓為：</p><p><b>　　(6)</b></p><p><b>　　(7)</b&

32、gt;</p><p>　　上式中包括和頻分量和差頻分量，用低通濾波器LF將前者濾掉，后者作為壓控振蕩器的輸入控制電壓。即為：</p><p><b>　　(8)</b></p><p>　　式中的為輸入信號的瞬時振蕩角頻率，和分別為輸入信號與輸出信號的瞬時相位，所以由相量的關系可以得到瞬時頻率和瞬時相位之間的關系為：</p>&

33、lt;p><b>　　即</b></p><p>　　則，瞬時的相位差為，；</p><p>　　兩邊分別求微分，可以得到頻率差的關系為：</p><p><b>　　(9)</b></p><p>　　若上式為零時則說明此時鎖相環(huán)已經進入了相位鎖定狀態(tài)，輸出與輸入信號的頻率以及相位都保持不變

34、，其中為恒定值。</p><p>　　由壓控振蕩器的壓控特性可以看出壓控振蕩器的振蕩頻率是以為中心的，隨著輸入信號電壓的變化而發(fā)生變化。該特性的表達式為</p><p><b>　　(10)</b></p><p>　　上式說明了當與壓控振蕩器的振蕩頻率隨著時間而變化時，說明鎖相環(huán)已經進入了“頻率牽引”，開始自動的跟蹤捕捉輸入信號的頻率，此時鎖

35、相環(huán)便進入鎖定狀態(tài)，并保持=的狀態(tài)不變。</p><p>　　2.2.2 2FSK調制電路設計</p><p>　　2FSK信號產生的方法一般有兩種：直接調頻法和頻移鍵控法（如圖7所示)。該文采用鍵控法產生2FSK信號，即用一個受基帶脈沖控制的開關電路去選擇兩個獨立頻率源的振蕩作為輸出（如圖8所示）。</p><p><b>　　圖7 頻移鍵控法</

36、b></p><p>　　2FSK鍵控法的特點包括轉換速度快、波形好、穩(wěn)定度高且易于實現(xiàn)，故應用廣泛，但設備要復雜些，得出的是2FSK信號，相位不連續(xù)。</p><p>　　圖8 2FSK調制原理圖</p><p>　　要將時鐘脈沖信號經過2FSK調制成為2FSK信號，我們采用一個受基帶脈沖控制的開關電路去選擇兩個獨立的頻率源作為輸出。鍵控法產生的2FSK信號

37、頻率穩(wěn)定度可以做得很高并且沒有過度頻率，它的轉換速度快，波形好。</p><p>　　本文在設計調制模塊時主要用到模擬開關是CD4066， CD4066的引腳如圖9所示。有4個獨立的模擬開關在其內部，其中每一個模擬開關都分別有輸入、輸出和控制這三個端子，而且輸入端與輸出端可以互換。如果控制端是高電平，開關導通；如果控制端是低電平，開關截止。當模擬開關為導通狀態(tài)時，導通電阻很?。划斈M開關為截止狀態(tài)時，會產生非常大

38、高的阻抗，可以近似看成開路。模擬開關優(yōu)點是數(shù)字信號以及模擬信號都可以傳輸，其中模擬信號可傳輸?shù)淖罡哳l率頻率為40MHz而且各開關間的串擾非常小，典型值為－50dB。</p><p>　　圖9 四雙向模擬開關CD4066</p><p>　　在該設計中用轉換開關將輸入的基帶信號分成兩路分別控制f1=32KHz的載頻和經倒相來控制f2=16KHz的載頻。所以當基帶信號為“1”時，模擬開關1打開

39、，模擬開關2關閉，此時輸出f1=32KHz，反之當基帶信號為“0”時，模擬開關2開通。此時輸出f2=16KHz，于是可在輸出端得到2FSK已調信號。</p><p><b>　　圖10 模擬開關</b></p><p>　　變頻電路是將輸入的二進制數(shù)字基帶信號通過控制載頻轉換成已調信號，即2FSK調制信號。兩路載頻分別經射隨、LC選頻、射隨再送至模擬開關。其中LC選頻

40、電路函數(shù)：</p><p><b>　　(11)</b></p><p>　　選頻網絡如圖11所示</p><p><b>　　圖11 變頻電路圖</b></p><p>　　2FSK調制的整體電路圖的設計如圖12所示</p><p>　　圖12 2FSK調制電路</p

41、><p>　　2.2.3 Multisim仿真</p><p>　　圖13 脈沖信號輸出波</p><p>　　圖14 變頻電路輸出波形</p><p>　　圖15 2FSK的仿真效果圖</p><p>　　2.2.4 元件參數(shù)選擇</p><p>　　對于該部分模塊來說，參數(shù)的選擇主要是選頻網絡來

42、說，對于射隨中的三極管2N2219A主要參數(shù)為0.8A，O.8V，符合該電路要求，又因為該部分為射隨，所以電壓放大倍數(shù)近似為1，通過計算，并不斷調試得到選取到合適電阻和電容，對于選頻部分來說由選取到合適的電感，電容。對于極性電容來說通過不斷嘗試不同大小型號，在47的時候波形效果最好。</p><p>　　2.3 功率放大電路</p><p>　　2.3.1 OTL放大器</p>

43、<p>　　圖16為OTL功率放大器。其中由晶體三極管Q1組成前置放大級，Q2、Q3是一對參數(shù)互相對稱的NPN和PNP型晶體三極管，這兩個三極管組成了互補推挽OTL功率放大電路。為了適用于功率放大，所以每一個三極管都是從射級輸出，此設計還具有輸出電阻較低和負載能力較強的優(yōu)點，可以作為功率輸出級。Q1管工作狀態(tài)是甲類狀態(tài)而且其集電極電流IC1是由電位器R6進行調節(jié)大小的。IC1的一部分電流經過電位器R2和二極管D1，給Q2、

44、Q3提供偏壓。為了可以使Q2、Q3得到合適的靜態(tài)電流而工作于甲、乙類狀態(tài)，應不斷調節(jié)R3，并克服產生的交越失真。</p><p>　　靜態(tài)時可以通過調節(jié)R6來得到要求輸出端中點A的電位，又由于R6的一端接在A點，因此要在電路中加入交直流電壓并聯(lián)負反饋，不僅可以使放大器的靜態(tài)工作點變得穩(wěn)定，還可以改善非線性失真。C2和R7構成自舉電路，用于提高輸出電壓正半周的幅度，以得到大的動態(tài)范圍。當輸入的是正弦波交流信號，經過

45、Q1放大和倒相之后同時作用在Q2、Q3的基極，的負半周可以使Q2管導通（Q3管截止），此時有電流流經負載RL，同時向電容C4充電，在的正半周，Q3導通（Q2截止），則已充好電的電容器C4起著電源的作用，通過負載RL放電，這樣在RL上就得到完整的正弦波。最大不失真輸出功率理想情況下在電路中可通過測量RL兩端的電壓有效值如圖17所示或測量流過RL的電流如圖18所示，來求得實際的</p><p><b>　　

46、(12)</b></p><p>　　圖16 OTL功率放大器</p><p><b>　　效率η</b></p><p><b>　　(13)</b></p><p>　　PV—直流電源供給的平均功率理想情況下，ηmax＝78.5％?？蓽y量電源供給的平均電流如圖19所示，從而求得＝&#

47、183;，負載上的交流功率已用上述方法求出，因而也就可以計算實際效率了。在仿真平臺上也可用功率表分別測出最大不失真功率和電源供給的平均功率。</p><p>　　圖17 RL兩端的電壓有效值圖 圖18流過RL的電流圖 </p><p>　　圖19 電源供給的平均電流</p><p>　　2.3.2 Multisim仿真</p>

48、<p>　　圖20 OTL功率放大器仿真效果圖</p><p>　　2.3.3 參數(shù)選擇</p><p>　　對于三極管的選擇來說，三極管2SC2001，,,符合該電路的設計要求又因為2SA952和2SC2001的β值相近，所以可以組成互補推挽放大電路進行放大。對于由電阻R6控制集電極電流，所以適當增加阻值以便給Q2、Q3提供偏壓，對于R3加大一些阻值以便得到合適的靜態(tài)電流工

49、作于甲、乙類狀態(tài)。</p><p>　　2.4 選頻濾波放大電路</p><p>　　在許多電子設備中，需要用某頻率的信號控制電路，該信號有幅度較小并且摻雜噪聲的情況出現(xiàn)時，我們要對該信號進行放大以及濾除噪聲，所以這就要求我們設計的信號放大電路是選頻放大電路，并且電路要有較窄的通頻帶。這種放大電路大多采用了雙T網絡的帶阻濾波器來作為反饋網絡[3-8]。對這種電路傳輸函數(shù)進行數(shù)學分析會比較繁

50、瑣，如果應用Multisim10．0電路仿真軟件可以避開繁瑣的數(shù)學分析對電路進行仿真，通過測量儀器觀察各種波形可較好地理解電路傳輸特性，驗證電路的設計性能。</p><p><b>　　2.4.1電路結構</b></p><p>　　采用雙T網絡帶阻濾波器作為反饋網絡的選頻放大電路結構如圖21所示[3]。</p><p>　　圖21選頻放大電路

51、結構</p><p>　　其頻率特性由放大器的頻率特性和雙T網絡帶阻濾波器共同決定。該電路的開環(huán)增益為：</p><p><b>　　(14)</b></p><p>　　式中：、分別是放大電路的開環(huán)增益和反饋回路的反饋系數(shù)。如果信號頻率和RC雙T網絡帶阻濾波器的中心頻率相同時，雙T網絡帶阻濾波器的反饋系數(shù)=0，此時沒有反饋作用了，所以有=。，

52、即此時選頻放大電路的增益與其開環(huán)放大電路的增益相等；若信號頻率與的偏離達某值(幾到幾十Hz)，雙T網絡帶阻濾波器的反饋系數(shù)=1最大，即深度負反饋。</p><p><b>　　》1；(15)</b></p><p><b>　　=(16)</b></p><p>　　即此時沒有了放大作用，所以，選頻放大電路僅僅是對以為

53、中心的很窄頻帶具有很強的放大作用，對此頻帶范圍之外的信號沒有了放大作用。</p><p>　　2.4.2 對稱雙T網絡選頻放大電路</p><p>　　若圖22中的RC帶阻濾波器選用的是對稱結構形式，則構成對稱雙T網絡選頻放大電路。</p><p>　　圖22 對稱雙T網絡選頻放大電路</p><p>　　2.4.3 Multisim仿真&l

54、t;/p><p>　　圖23 選頻放大電路仿真</p><p>　　2.4.4 參數(shù)選擇</p><p>　　圖22中，放大電路采用的是741型通用型集成運算放大電路。輸入信號從反向輸入端輸入，構成反向比例放大器，其開環(huán)增益為：</p><p><b>　　(17)</b></p><p>　　選頻網

55、絡由、、、、、組成，其中</p><p>　　==2=,==0.5=,、與，、與分別構成T形結構且參數(shù)互相對稱，稱之為對稱雙T網絡濾波器，對Muhisim10．0軟件仿真得到該濾波器的濾波特性如圖23波形。由圖知，濾波器對</p><p>　　左右信號具有非常大的阻礙作用，而且它的阻帶非常窄，但對于偏離的信號幾乎沒有阻礙，其傳輸函數(shù)為對稱雙T網絡是帶阻濾波器，在選頻放大電路中作為負反饋網絡

56、，實現(xiàn)了對信號無反饋,但對遠離的信號進行全反饋，所以使放大電路僅僅對信號放大，對遠離的信號沒有進行放大,并且通頻帶非常窄，只有幾十HZ。</p><p><b>　　2.5 解調電路</b></p><p>　　2.5.1 2FSK解調單元電路的設計</p><p>　　鎖相環(huán)通常由鑒相器（PD）、環(huán)路濾波器（LF）和壓控振蕩器（VCO）三部分

57、組成，該文鎖相環(huán)解調原理框圖如圖24所示。</p><p>　　圖24 解調原理框圖</p><p>　?。?）相環(huán)中的鑒相器通常由模擬乘法器組成，利用模擬乘法器組成的鑒相器電</p><p><b>　　路。</b></p><p>　?。?）低通濾波器如圖25所示：</p><p>　　用低通

58、濾波器LF將和頻分量濾掉，剩下的差頻分量作為壓控振蕩器的輸入控制電壓uC（t）。</p><p><b>　　圖25 低通濾波器</b></p><p>　?。?）壓控振蕩器的壓控特性，該特性說明壓控振蕩器的振蕩頻率ωu以ω0為中心，隨輸入信號電壓uc（t）的變化而變化。該特性的表達式為</p><p><b>　　(18)</

59、b></p><p>　　上式說明當uc（t）與壓控振蕩器的振蕩頻率ωu都隨著時間而發(fā)生變化，這時鎖相環(huán)就進入了“頻率牽引”狀態(tài)，開始自動的跟蹤捕捉輸入信號的頻率，此時鎖相環(huán)就進入了鎖定狀態(tài)，并保持ω0=ωi的這個狀態(tài)不變化。壓控振蕩器的電路圖如圖26所示：</p><p><b>　　圖26 壓控振蕩器</b></p><p>　　（4

60、）抽樣判決電路（LM311）</p><p>　　工作原理：LM311是當2腳電壓高于3腳電壓時輸出高電平，反之則輸出低電平。引腳功能如下。</p><p>　　1腳GROUND/GND接地</p><p>　　2腳INPUT+正向輸入端</p><p>　　3腳INPUT-反相輸入端</p><p>　　7腳OUTP

61、UT輸出端</p><p>　　5腳BALANCE平衡</p><p>　　6腳BALANCE/STROBE平衡/選通</p><p>　　8腳V+電源+ 圖27 4V-電源-LM311引腳</p><p>　　圖28 抽樣判決電路圖</p><p>　　2.5.

62、2 2FSK解調電路的整體設計</p><p>　　圖29 2FSK解調電路</p><p>　　2FSK解調電路的設計是采用鎖相環(huán)進行解調，2FSK信號通過鎖相環(huán)最終解調出數(shù)字基帶信號。2FSK基于Multisim仿真的解調電路的整體電路設計圖如圖29所示。</p><p>　　2.5.3 Multisim仿真</p><p>　　圖30

63、2FSK解調電路仿真</p><p>　　2.5.4 參數(shù)元件選擇</p><p>　　對于該模塊，元件的主要選取在于低通濾波器和抽樣判決電路，低通濾波器中C2的值最影響波形的輸出，一開始我在C2設定為10nF，波形出現(xiàn)了嚴重的失真，經過不斷改變C2的值最后在C2為100nF的時候可以解調出很好的波形信號。對于抽樣判決來說通過輸出高低電平解調出基帶波形。</p><p&

64、gt;<b>　　3. 結束語</b></p><p>　　本文介紹了有線電視高頻信號模塊設計，詳細說明了有線電視高頻信號的工作原理，設計思路以及實現(xiàn)方法。有線電視信號的產生接受處理分別由振蕩模塊，調制模塊，放大器模塊，選頻濾波放大模塊，解調模塊分別對信號進行處理。當振蕩源產生信號后，按照不同的模塊進行處理，同時伴隨著示波器產生波形以及產生實時的信號。通過各模塊的電路處理得到原來的信號。本文

65、闡述了有線電視高頻信號模塊的原理以及工作狀態(tài)，首先矩形波發(fā)生電路能產生較理想的可控矩形波信號具有低失真簡單實用調試方便性能穩(wěn)定的優(yōu)點各項性能指標均達到了設計要求。在信號調制解調中數(shù)字濾波器和數(shù)字控制元件對由老化引起的漂移誤差，工藝變化或溫度變化影響較小。其結果是產生一個更抗干擾、造價低、效率高的設計。在功率放大方面先將甲、乙類功率放大電路與濾波網絡相接可以有效的進行放大。在選頻濾波方面雙T網絡選頻放大電路對頻率的信號有較好的放大作用，其

66、通頻帶較窄、選擇性較好，且R、C器件體積較小、成本低，在設備小型化要求中比LC濾波電路的選頻放大電路更具有優(yōu)越性。</p><p><b>　　參考文獻</b></p><p>　　[1] 范寒柏,陳旭升,張春榮.基于塑料光纖的CAN總線設計[J].電力系統(tǒng)通信,2007,28(178): 50-52.</p><p>　　[2] 周曉偉,趙奎

67、,李立漢.短距離塑料光纖通信系統(tǒng)[J].今日電子,2009,17(9): 42-43.</p><p>　　[3] 李林和.采用不對稱RC雙T反饋電路的選頻放大器分析與設計[J].天津輕工業(yè)學院學報,2003,15(3): 35-38.</p><p>　　[4] 吳凌燕.基于Multisim的串聯(lián)諧振電路特性研究[J].國外電子測量技術,2011,30(8)： 84-86.</p

68、><p>　　[5] 許志華.Multisim中相位差測量電路的設計[J].國外電子測量技術,2011,30(12): 63-65．</p><p>　　[6] 紀明霞,邵紅,,基于Multisim的磁控防盜報警器的設計與仿真[J].國外電子測量技術,2011,30(9): 76-78．</p><p>　　[7] 王立華.基于Multisim10的射頻LNA仿真和設計

69、[J].電子設計工程,2012,20(9): 23-25．</p><p>　　[8] 周傳,肖勇軍.RC有源帶阻濾波器的PSPICE輔助設計與仿真[J].孝感學院學報，2008,21(4):39-41．</p><p>　　[9] 曾興雯.高頻電子線路[M].高等教育出版社,2004.</p><p>　　[10] 郭維芹.模擬電子線路實驗[M].同濟大學出版社,

70、1985.</p><p>　　[11] 鄭繼禹,張厥盛,萬心平.鎖相環(huán)原理與應用[M].人民郵電出版社,1984.</p><p>　　[12] 吳運昌.模擬集成電路原理與應用[M].華南理工大學出版社,2000.</p><p>　　[13] 張輝,曹麗娜.現(xiàn)代通信原理與技術[M].西安電子科技大學出版社,2002.</p><p>&l

71、t;b>　　附 錄</b></p><p>　　附錄1：模塊總設計電路圖</p><p><b>　　致 謝</b></p><p>　　歲月如梭，轉眼間大學四年時間已經所剩無幾了，在這四年里，有失敗，有彷徨，但更多的是感恩，感謝這四年幫助過我的同學和老師，在論文寫作期間，我對論文一竅不懂，**老師非常耐心的指導我們，

72、從選題，查閱文獻，到開題報告，再到論文初稿、中稿、終稿的每一個過程**老師都和我們一起，并針對我的設計提出合理的要求與建議，并根據(jù)不同時段給我提出任務，督促我認真完成整個論文設計。正是有了**老師的熱情解答、指導以及幫我審查文檔才使我的畢業(yè)設計能較為順利的完成。在設計過程中所學到的東西是這次畢業(yè)設計的最大收獲和財富，使我終身受益，謝謝。</p><p>　　經歷這次畢業(yè)設計，我對電子產品設計流程有了進一步了解和掌

73、握，同時在這期間我也鍛煉了遇到問題查閱資料并設計出自己需要的模塊。雖然我還有很多地方做的不夠好，但是我認真地努力去做了，在以后的學習中我會更加努力，爭取做得更好。這些都將成為我踏入工作崗位后不可或缺的經驗和財富。</p><p>　　最后，我要衷心的感謝我的母校。在這大學四年里，是母校培育了我們，她傳授給我們知識，教會我們如何做人。轉眼大學生活即將結束，我們即將離開培育我們的母校，在此祝愿母校的明天更加美好!&l